Skip to content

Tensione residua quando si usa la corrente costante

Ti do il benvenuto nel nostro sito, ora troverai la soluzione di quello che stai cercando.

Soluzione:

Questo circuito è particolarmente utile per una serie di motivi. Perciò ho voluto rendergli un po' più di giustizia di quanto non facciano solo due frasi.

SOPRATTUTTO

Nel circuito che segue, ho intenzionalmente inscatolato il circuito in modo che sembri avere tre pin. C'è una buona ragione per questa scelta, come diventerà più chiaro in seguito (se non lo è già).

schematic

simulare questo circuito - Schema creato con CircuitLab

Il circuito richiede un GND ovviamente. Questo deve essere collegato alla tensione più bassa dei tre pin e deve essere legato a un nodo a bassa impedenza, in modo che la corrente possa scendere su quel nodo senza spostare la tensione del nodo. In genere è collegato al nodo di riferimento della massa del circuito.

Il INGROSSO è controllato in modo che la corrente specificata da $R_testo{SET}$ sia affondata su questo pin. È possibile collegare un carico tra questo pin e un'alimentazione di tensione positiva (rispetto a qualsiasi valore di code(01)code(01)code(01). GND è legato a questo pin). Qui è raffigurato un LED. Ma potrebbe trattarsi anche di altri tipi di carichi.

La tensione di carico per il pin PENSIONE rispetto a GND è almeno $1:text{V}$. (Spesso il circuito può essere progettato in modo da tollerare una certa saturazione di $Q_1$ in modo che il suo $V_testo{CE} può essere tanto piccolo quanto $300:text{mV}$.) Ma per alcuni progetti questo valore può essere un po' più alto, forse fino a circa 1,6:text{V}$ in alcuni casi più estremi con correnti di caduta elevate stabilite da $R_testo{SET}$.

Il ENA è solitamente collegato alla stessa tensione positiva di alimentazione (relativamente a GND) che il carico utilizza. In questo modo si "abilita" il circuito. Tuttavia, non è necessario utilizzare direttamente l'alimentazione positiva, come illustrerò più avanti, verso la fine. Può anche essere collegata a un MCU e utilizzata per attivare e disattivare il circuito. Per questo motivo, lo mostro come un pin separato e lo chiamo ENA per segnalare che si tratta di una sorta di pin di abilitazione attivo-HI. È possibile collegarlo ad HI (come mostrato sopra) o utilizzare un pin di I/O per controllarlo. (Come ho detto, se ne parlerà più avanti).


FUNZIONAMENTO

Diamo prima un'occhiata al circuito per vedere come fa quello che fa.

L'idea principale è quella di utilizzare il fatto che un BJT al silicio ha un'uscita relativamente stabile. $V_text{BE}approx 700:text{mV}$. (Assumendo la temperatura di $Q_2$ non si muova.per saperne di più, più avanti). Tutta la corrente che affonda nella zona AFFONDARE più un altro po' dalla base di $Q_1$ e meno un po' che va nella base di $Q_2$ è guidato attraverso $R_testo{SET}} e quindi sviluppa una tensione attraverso di esso. Se $Q_1$ dovesse cercare di aumentare la corrente che sta assorbendo (Effetto Early?), allora questa corrente aggiunta al collettore causerebbe la tensione su $R_testo{SET}} a superare la tensione nominale $V_testo{BE}$ di $Q_2$. In risposta, $Q_2$ affonderà più corrente (la sua corrente di collettore è controllata dalla tensione base-emettitore). $Q_2$ del collettore deve passare attraverso $$R_testo{B}$ e quindi deve aumentare la caduta di tensione attraverso di esso. Questo abbassa la tensione alla base di $Q_1$ che quindi abbassa la tensione di emettitore. In effetti, la risposta complessiva del circuito a un tentativo di aumento della corrente attraverso il carico (LED?) consiste nell'opporsi a tale cambiamento e nel riportare la tensione di base di $Q_2$ alla tensione nominale $V_text{BE}approx 700:text{mV}$. Una logica simile si applica anche nel caso in cui la corrente di collettore di $Q_1$ diminuisca. La risposta del circuito a un abbassamento di $Q_1$ è di aumentare la tensione di base di $Q_1$ . $Q_1$ e quindi si oppone a tale diminuzione.

In questo sistema c'è una retroazione negativa che si oppone alle variazioni della corrente di affondamento al livello di AFFONDAMENTO pin. La corrente di dissipazione è nominale:

$$I_text{SINK}=frac{700:text{mV}}{R_text{SET}}$$

L'intero circuito funziona per controllare la tensione sul collettore di $Q_1$ osservando la corrente che scende nel collettore di $Q_1$. Oltre alla tensione attraverso $R_testo{SET}} e attraverso il carico (il LED in questo caso), tutto il resto della differenza di tensione tra il positivo di alimentazione e GND viene assorbita dal {an8}(*) di $Q_1$. Ma questo dettaglio è gestito dal circuito in modo che la tensione del carico sia solo quella necessaria per la corrente impostata da $R_testo{SET}$.


UN PROGETTO

È necessario assicurarsi di avere una tensione supplementare sufficiente per l'alimentazione positiva. Deve essere almeno pari alla tensione di carico del circuito. PENSIONE più la tensione di carico richiesta dal carico. Per un tipico LED che utilizza un valore compreso tra $2:text{V}$ a $3.5:text{V}$ Ciò significa che la tensione di alimentazione positiva deve essere almeno pari a $5:text{V}$. Ma se si utilizza un LED rosso con, ad esempio, $1,9:text{V}$ e se si può accettare un progetto con un po' di saturazione in $Q_1$ , allora potreste cavarvela anche con un minimo di $3:text{V}$ per l'offerta positiva. (Non c'è una regola ferrea in questo caso e ci sono molti compromessi da considerare).

Assumiamo quindi che $V_text{CC}=5:text{V}$ e che questo sia un LED rosso che deve essere azionato a $I_text{LED}=20:text{mA}$. (Inoltre, ovviamente, useremo $V_text{ENA}=V_text{CC}$.)

$$begin{align*}
R_text{SET}&=frac{V_{text{BE}_2}}{I_text{LED}cdotleft(1+frac{1}{beta_1}-frac{1}{10:beta_2}right)}\
R_text{B}&=10cdotfrac{V_text{ENA}-V_{text{BE}_1}-V_{text{BE}_2}}{I_text{LED}}
´fine{align*}$$

Possiamo assumere che $V_{text{BE}_1}=V_{text{BE}_2}=700:text{mV}$ ed è quello che farebbe la maggior parte delle persone. Anzi, sentitevi liberi di farlo. Ma se volete essere un po' più "tecnici", potreste capire che sto per impostare la corrente di collettore di $Q_2$ in modo che sia $frac{1}{10}$ il valore di $I_testo{LED}}. (Questo si può vedere nelle equazioni precedenti, se si è scaltri nel leggerle). Ciò significa che ci sarà un $60:text{mV}$ differenza nelle tensioni base-emettitore tra i due BJT. Inoltre, poiché abbiamo a che fare con $20:text{mA}$ e poiché si dà il caso che io sappia che $V_testo{BE}$ nei BJT a piccolo segnale è circa $700:text{mV}$ quando la corrente di collettore si trova in qualche punto vicino a $3:text{mA}$ posso dedurre che:

$$begin{align*}
V_{text{BE}_1}&=700:text{mV}+26:text{mV}cdotoperatorname{ln}left(frac{20:text{mA}}{3:text{mA}}right)approx 750 :text{mV}label{note}tag{See appendix}\
V_{text{BE}_2}&=700:text{mV}+26:text{mV}cdotoperatorname{ln}left(frac{20:text{mA}}{10cdot 3:text{mA}}right)approx 690 :text{mV}
fine{align*}$$

Lo faccio per illustrare alcune cose. Una riguarda il fatto che $V_testo{BE}$ non è in realtà costante. (Stiamo ancora ignorando la temperatura). Invece, dipende dalle correnti coinvolte. Quindi, se si scelgono correnti molto diverse da quelle mostrate qui, potrebbe essere necessario conoscere questo dettaglio. Un altro è quello di mostrare quanto poco conti nel caso di un LED. Potremmo semplicemente fare una supposizione ed essere "abbastanza vicini". Per far capire questo punto, è utile vedere come funziona in entrambi i modi.

Progettato per una bassa tensione di carico di $1:text{V}$ ($Q_1$ che va in saturazione, per cui diciamo che $beta_1=20$) e assumendo un caso semi-peggiore $beta_2=100$ , troviamo che

$$begin{align*}
R_text{SET}approx 33:Omega\
R_text{B}approx 1.8:text{k}Omega
fine{align*}$$

E scoprirete che entrambi i valori sono veri, indipendentemente dal fatto che usiate o meno i miei fantasiosi valori calcolati per le tensioni base-emettitore. In ogni caso, i risultati sono molto simili. (Questo spiega perché le tensioni di base-emettitore dei BJT possono spesso essere considerate come un valore dato).


LA TEMPERATURA E L'EFFETTO ANTICIPATO

Ho evitato questi argomenti fino ad ora. Ma sono entrambi abbastanza importanti che è giunto il momento di affrontarli. Uno degli enormi vantaggi di questo circuito è che risolve entrambi questi problemi (in misura ragionevole) aggiungendo $Q_2$.

$Q_1$ soffre dell'Effetto Early in un circuito come questo, perché il $V_testo{CE} può variare notevolmente a seconda delle variazioni di tensione del carico. I BJT hanno, in effetti, una resistenza che va dal collettore all'emettitore. Questo resistore è talvolta chiamato $r_o$ e il suo valore è $r_o=frac{VA+V_text{CE}}{I_text{C}}$ , dove $VA$ è la tensione iniziale del dispositivo. Spesso si aggira intorno a $100:text{V}$ ma può essere anche di poco inferiore (il D45H11 può essere inferiore a 10:´testo{V}´.) Per $I_text{LED}=20:text{mA}$ questo valore potrebbe essere minimo $5:text{k}Omega$ e, se non controllato, aumenterebbe la corrente nel LED.

$Q_1$ soffre anche di riscaldamento. Si tratta di un dispositivo di lavoro e potrebbe dover dissipare energia e, nel farlo, riscaldarsi. Se dipendessimo dal suo $V_text{BE}$ come modo per programmare la corrente del LED, potremmo trovarci in difficoltà, perché questa tensione varia da circa $-1.8:frac{text{mV}}{^circtext{C}}$ a $-2.4:frac{text{mV}}{^circtext{C}}$. Con alcuni BJT in pacchetti TO-92 con resistenze termiche di $200:frac{^circtext{C}}{text{W}}$ è facile notare una variazione piuttosto consistente della tensione base-emettitore dovuta al riscaldamento causato dal loro normale funzionamento.

Ma questo circuito allontana entrambi i problemi da $Q_1$.

Primo, $Q_2$ opera con un valore quasi fisso $V_testo{CE} in questo circuito e quindi l'effetto anticipato su $Q_2$ non cambia con il funzionamento del circuito. Ma soprattutto, l'effetto anticipato su $Q_1$ è neutralizzato perché $Q_2$ regolerà le sue operazioni in modo da compensare automaticamente tali variazioni osservando la caduta di tensione su $R_testo{SET}$. Se $Q_1$ l'Effetto anticipato tenta di modificare la corrente del LED, $Q_2$ regolerà immediatamente il proprio collettore in modo da contrastarlo. Il risultato è che l'effetto anticipato in $Q_1$ viene neutralizzato dallo stesso circuito di retroazione negativa che controlla la corrente del LED.

In secondo luogo, poiché $Q_2$ è il BJT che misura la corrente del LED, è importante che $Q_2$ la tensione base-emettitore rimanga il più possibile costante. Ma anche perché $Q_2$ funziona con una corrente molto inferiore (dell'ordine della corrente di base necessaria a $Q_1$ ) e poiché ha una corrente di base molto piccola $V_testo{CE} tensione, la dissipazione in $Q_2$ è molto modesta. Ciò significa che è appena influenzato dal riscaldamento e contribuisce a garantire che la sua tensione di base-emettitore dipenda solo dalla temperatura ambiente per il funzionamento, senza i problemi aggiuntivi causati dalla necessità di dissipare la potenza di gran lunga maggiore gestita da $Q_1$. Questo aiuta a minimizzare gli effetti della temperatura.

Non li elimina completamente, poiché la temperatura ambiente del circuito avrà ancora un effetto. Ma aiuta a separare questi problemi in due dispositivi.

Quindi l'uso del secondo BJT qui aiuta in due modi: annullando l'effetto Early in $Q_1$ e rimuovendo la parte del problema relativa all'autoriscaldamento in $Q_1$ dall'impatto sulla corrente programmata.


NOTE FINALI

Questo circuito, di cui avevo parlato in precedenza, può essere utilizzato anche per altri scopi. Il ENA può essere gestito da un pin di I/O dell'MCU, invece di essere collegato all'alimentazione positiva. In tal caso, il valore di $R_testo{B}$ può essere regolato in base al parametro $V_testo{CC}$ dell'MCU stesso (che potrebbe essere diverso da quello utilizzato dal carico). Ciò consente il controllo ON/OFF di questo circuito.

Si tratta quindi di uno schema circuitale molto utile da conoscere e utilizzare.

Come se non bastasse, il circuito di cui sopra può essere modificato per utilizzare un MOSFET:

schematic

simulare questo circuito

Qui, il valore di $R_testo{SET}$ è impostato in modo analogo a quello precedente. Tuttavia, poiché il MOSFET non richiede alcuna corrente di base, il valore di $R_testo{B}}$ può essere molto più alto, ad esempio $22:text{k}Omega$ o ancora di più, se lo si desidera. Un impatto dell'impostazione di $R_testo{B}} più o meno alta sarà la corrente di collettore di $Q_2$ e quindi avrà un certo effetto sulla tensione attraverso $R_testo{SET}$. Inoltre, c'è una tensione di soglia richiesta per il MOSFET (NFET), e questo requisito di tensione deve essere soddisfatto da qualsiasi tensione venga fornita a ENA

Ad esempio, il BSS123 ha una tensione di soglia di circa $1.7-2.0:text{V}$. Questo si aggiunge alla tensione base-emettitore già necessaria per $Q_2$. Quindi la differenza di tensione tra $R_testo{B}} sarà $approx V_text{ENA}-700:text{mV}-1.7:text{V}$. Da ciò si può ricavare la corrente di collettore per $Q_2$.

Pertanto, questo nuovo schema che utilizza un NFET con un BJT NPN comporta alcuni calcoli leggermente diversi. Ma questo dimostra anche la versatilità di questo schema.

Appendice

Si parte dalla solita equazione per la corrente di collettore di un BJT in modalità attiva:

$$begin{align*}
I_testo{C}&=I_testo{SAT}left( e^{^frac{V_testo{BE}}{eta,V_T}}- 1 right)
fine{align*}$$

Risolvere per $V_testo{BE}}:

$$begin{align*}
V_testo{BE}&=eta, V_T, operatorname{ln}left( frac{I_testo{C}}{I_testo{SAT}}+ 1 right)
fine{align*}$$

A questo punto, possiamo semplificare l'equazione precedente, rimuovendo l'elemento $+1$ perché $I_testo{SAT}} è di molti ordini di grandezza più piccolo di qualsiasi $I_testo{C}$. Quindi, senza alcun problema, possiamo riscriverlo come:

$$begin{align*}
V_text{BE}&=eta,V_T,operatorname{ln} frac{I_text{C}}{I_text{SAT}}
fine{align*}$$

Ora. Supponiamo di aver preso una misura di riferimento di $V_{text{BE}_0}} con una corrente di collettore $I_{text{C}_0}$. Cosa ci aspetteremmo quindi per un nuovo $V_{text{BE}_1}$ con una nuova corrente di collettore, $I_{{text{C}_1}$?

$$begin{align*}
Delta, V_testo{BE}&=sinistra[eta,V_T,operatorname{ln} frac{I_{text{C}_1}}{I_text{SAT}}right]-sinistra[eta,V_T,operatorname{ln} frac{I_{text{C}_0}}{I_text{SAT}}right]\
&=eta,V_T,sinistra[operatorname{ln} frac{I_{text{C}_1}}{I_text{SAT}}-operatorname{ln} frac{I_{text{C}_0}}{I_text{SAT}}right]\
&=eta,V_T,sinistra[operatorname{ln} I_{text{C}_1} - operatorname{ln} I_text{SAT}-left(operatorname{ln}I_{text{C}_0}-operatorname{ln} I_text{SAT}right)right]\
&=eta,V_T,sinistra[operatorname{ln} I_{text{C}_1} -operatorname{ln}I_{text{C}_0}right]\
&=eta,V_T,operatorname{ln} frac{ I_{text{C}_1}}{I_{text{C}_0}}
fine{align*}$$

Questo suggerisce che:

$$begin{align*}
V_{text{BE}_1}&=V_{text{BE}_0}+Delta, V_text{BE}\
&=V_{text{BE}_0}+eta,V_T,operatorname{ln} frac{ I_{text{C}_1}}{I_{text{C}_0}}
fine{align*}$$

Per un BJT a piccolo segnale, è quasi sempre vero che code(01)code(01)\code(01)} e a temperatura ambiente ´V_T´ circa 26:´testo{mV}´. È qui che ho ottenuto il valore " ´ref{note}´ ", sopra.

Se siete interessati solo a cambiamenti su piccola scala piuttosto che a grandi cambiamenti non lineari, potete adottare un approccio differenziale (talvolta chiamato "linearizzazione locale intorno a un punto"). operatore approccio:

$$begin{align*}
I_testo{C}&=I_testo{SAT}left( e^{^frac{V_testo{BE}}{eta,V_T}}- 1 right) tag{non lineare di Shockley}label{nonline}\\code(0144)}.
text{d},I_{text{C}}&=text{d}left[I_text{SAT}left( e^{^frac{V_text{BE}}{eta,V_T}}- 1 right)right] \
&=I_text{SAT}cdot text{d}left[e^{^frac{V_text{BE}}{eta,V_T}}- 1right] \
&=I_text{SAT}cdot e^{^frac{V_text{BE}}{eta,V_T}} cdot text{d}left[frac{V_text{BE}}{eta,V_T}right] \
&=I_text{SAT}cdot e^{^frac{V_text{BE}}{eta,V_T}} cdot frac{text{d},V_text{BE}}{eta,V_T}tag{linearized}label{linear}
´fine{align*}$$

A questo punto, si può notare che i primi due fattori in $ref{linear}} sono molto simili al lato destro di $ref{nonlinear}$. La differenza, la $-1$ non è abbastanza importante da preoccuparsi, poiché il valore esponenziale è quasi sempre enorme ($gg 1$. ) Questo significa che possiamo riscrivere (senza alcuna perdita di generalità) $ref{lineare} come:

$$begin{align*}
text{d},I_{text{C}}&=I_text{C}cdot frac{text{d},V_text{BE}}{eta,V_T}
fine{align*}$$

Risolvendo per $text{d},V_text{BE}$:

$$begin{align*}
text{d},V_text{BE}&=eta,V_Tcdot frac{text{d},I_{text{C}}}{I_text{C}}tag{small signal $V_text{BE}$ change}label{sschange}
fine{align*}$$

L'interpretazione di $frac{text{d},I_{text{C}}}{I_text{C}}$ è la "variazione percentuale infinitesimale della corrente di collettore". Confrontate quanto sopra $ref{sschange}$ con quanto sviluppato in precedenza:

V_testo{BE}=eta, V_Tcdot operatorname{ln} frac{ I_{{{testo{C}_1}}{I_{{testo{C}_0}}tag{finito $V_testo{BE}$ change}{label{lschange}$$

C'è una differenza, come si può vedere. Se si vogliono solo stime di variazioni vicine, basta stimare la variazione percentuale della corrente di collettore e si può facilmente ottenere la variazione stimata della tensione base-emettitore senza doversi preoccupare di prendere il logaritmo dei rapporti di corrente.

Se ricordate i calcoli del primo anno, forse ricorderete di aver visto che $text{d},operatorname{ln},x=frac{1}{x},text{d}, x$. Ciò significa che ´testo{d}}, ´nome operativo{ln} frac{ I_{text{C}_1}}{I_{text{C}_0}}=frac{I_{text{C}_0}}{I_{text{C}_1}}cdotfrac{text{d},I_{text{C}_1}}{I_{text{C}_0}}=frac{text{d},I_{text{C}_1}}{I_{text{C}_1}}$. E ora si può facilmente vedere, alla luce del sole, la relazione tra $ref{sschange}}$ e $ref{lschange}$.

La tensione rimanente viene fatta cadere su Q1. Oppure, la tensione su Q1 varierà per garantire un flusso di 20 mA attraverso il LED e R2.

Se hai diffidenza o capacità di chiarire la nostra divisione, puoi lasciare una discussione e la analizzeremo volentieri.



Utilizzate il nostro motore di ricerca

Ricerca
Generic filters

Lascia un commento

Il tuo indirizzo email non sarà pubblicato.